对须要从高输入电压转换到极低输出电压的利用，有差别的处理计划。一个风趣的例子是从48 V转换到3.3 V。如许的规格不只在信息技巧市场的效劳器利用中很罕见，在电信利用中同样罕见。本文援用地点：假如将一个降压转换器（降压器）用于此单一转换步调，如图 1 所示，会呈现小占空比的成绩。图1. 经由过程单一转换步调将电压从48 V降至3.3 V占空比反应导通时光（当主 开关导通时）跟断开时光（当主开关断开时）之间的关联。降压转换器的占空比由以下公式界说：当输入电压为48 V而输出电压为3.3 V时，占空比约为7%。这象征着在1 MHz（每个开关周期为1000 ns）的开关频率下， Q1开关的导通时光仅有70 ns。而后，Q1开关断开930 ns，Q2导通。对如许的电路，必需抉择容许最小导通时光为70 ns或更短的开关稳压器。假如抉择如许一种器件，又会有另一个挑衅。平日，当以十分小的占空比运转时，降压调理器的转换效力会下降。这是由于可用来在电感中存储能量的时光十分短。电感器须要在较长的关断时光内供给能量。这平日会招致电路中的峰值电流十分高。为了下降这些电流，L1的电感须要绝对较年夜。这是因为在导通时光内，一个年夜电压差会施加于图1 的L1两头。在这个例子中，导通时光内电感两头的电压约为44.7 V，开枢纽点一侧的电压为48 V，输出端电压为3.3 V。电感电流畅过以下公式盘算：假如电感两头有高电压，在电感稳定的情形下，电感中的电流会在牢固时光内回升。为了减小电感峰值电流，须要抉择较高的电感值。但是，更高的电感值会增添功率消耗。在如许的电压转换 ]article_adlist-->前提下，ADI高效力LTM8027µModule®稳压器模块在4A输出电流时仅实现80%的转换效力。现在，十分罕见且更高效的进步转换效力的电路处理计划是应用一其中间电压。图2表现了一个应用两个高效力降压调理器的级联设置。第一步是将48 V电压转换为12 V，而后在第二转换步调中将该电压转换为3.3 V。当从48 V降至12 V时，LTM8027μModule稳压器模块的总转换效力超越92%。第二转换步调应用 LTM4624将12 V降至3.3 V，转换效力为90%。这种计划的总转换效力为83%，比图1中的直接转换效力超过3%。图2. 电压分两步从48 V降至3.3 V，包含一个12 V旁边电压这可能相称令人惊奇，由于3.3 V输出上的全部功率都须要经由过程两个自力的开关稳压器电路。图1所示电路的效力较低，起因是占空比拟短，招致电感峰值电流较高。比拟单步降压架构与旁边总线架构时，除转换效力外，另有良多其余方面须要斟酌。这个基础成绩的另一种处理计划是采取ADI新型混杂降压把持器 LTC7821，它将电荷泵与降压调理联合在一同。这使得占空比到达2倍的 VIN/VOUT，因而能够在十分高的转换效力下实现十分高的降压比。 图3表现了LTC7821的电路设置。它是一款混杂式同步降压型把持器，此中联合了电荷泵（用以将输入电压减半）跟采取降压拓扑构造的同步降压转换器。应用它在500 kHz开关频率下将48 V转换为12 V时，转换效力超越97%。其余架构只有在低得多的开关频率时才干实现如斯高效力，并且须要较年夜电感。图3. 混杂式降压转换器的电路计划须要应用四个外部开关晶体管。在任务时期，电容C1跟C2履行电荷泵功效。以这种方法发生的电压经由过程同步降压功效转换为准确调理的输出电压。为了优化EMC特征，电荷泵采取软开关操纵。 电荷泵跟降压拓扑的组合存在以下长处：因为电荷泵跟同步开关稳压器的优化组合，转换效力十分高。外部MOSFET M2、M3 跟M4只要蒙受低电压。电路也很紧凑。比拟单级转换器方式， 电感更小且更廉价。对该混杂式把持器，开关M1跟M3的占空 比为D = 2×VOUT/VIN。对M2跟M4，占空比为D = (VIN – 2 × VOUT)/VIN。对电荷泵，很多开辟职员假设功率输出限度约为100 mW。采取 LTC7821 的混杂式转换器开关计划的电路能够供给高达25 A的输出电流。为了取得更高的机能，多个LTC7821把持器能够连成并联多相设置，而且频率同步以分管团体负载。图4. 在500 kHz开关频率下将48 V转换为5 V的典范转换效力图4表现了差别负载电流下48 V输入电压跟5 V输出电压的典范转换效力。在大概6A时，转换效力超越90%。在13 A跟24 A之间， 效力乃至高于94%。混杂式降压把持器以紧凑的情势供给十分高的转换效力。绝对于采取旁边总线电压的分破式两级开关稳压器计划，以及以十分低占空比任务的单级转换器，它供给了另一种风趣的处理计划。有些计划职员更爱好级联架构，有些则爱好混杂架构。应用这两种抉择，每个计划都应该能胜利。 申明：新浪网独家稿件，未经受权制止转载。 -->小编：[db:摘要]
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